中文摘要 2 ABSTRACT 3 致謝 4 第1章 緒論 6 1.1前言 6 1.2 研究動機與目的 8 1.3 論文架構 9 第 2 章 實驗使用元件原理與訊號結構介紹 10 2.1數位OFDM訊號的產生與接收 10 2.2電-光轉換器:馬赫詹德調變器 11 2.3 光學OFDM系統的接收機制 15 第 3 章 實驗理論與想法 19 3.1光的偏振態 19 3.2 偏振態多工 20 3.3 以光學濾波器實現解偏振多工 23 第 4 章 實驗架構設置與結果 24 4.1 光纖整合無線網路 24 4.2 兩正交偏振態crosstalk的測量 26 4.3 偏振態多工正交分頻多工系統的小細胞光纖無線整合架構 28 4.3.1 將使用者訊號分散在10個子頻帶上傳輸: 28 4.3.2 將使用者的訊號分散在16個子頻帶上傳輸 33 4.3.3無線通道傳輸單一頻帶的表現測試 46 第 5 章 結論 49 參考文獻 50 第1章 緒論 1.1前言 由於各種行動裝置、智慧電子產品的推陳出新，需要連線上網的裝置數量越來越多，生活中對於行動網路的需求日益增高。下個世代的行動網路(Fifth Generation Mobile Communication,5G)對於資料傳輸量的要求會是目前行動網路的傳輸量的10倍以上。因此建構一個得以提供高資料量傳輸，並符合現實中行動網路設置與要求的通訊系統是這個領域中的一個重要目標。行動網路從3G、4G到預計於2020年陸續提供服務的5G行動通訊系統，對於傳輸量、網速、服務覆蓋範圍等等的要求越來越高。5th-Generation Mobile Communication簡寫成5G，是個技術符合國際電信聯盟(International Telecommunication Union, ITU) IMT-2020與3GPP相關協定的商業名詞[1][2]。ITU對第四代行動通訊希望對於靜態的用戶能有1Gb/s的傳輸速率，對於第五代行動通訊，如圖1-1有低延遲、高頻譜效益、高成本效益、高資料傳輸量等要求。 無線裝置數量與其消耗的資料量年成長率為 53%[3]，所以未來系統資料量與4G網路比起來會大幅地增加，所以5G的通訊協定希望在未來與日俱增的智慧裝置，集結而成的密集使用者網路下，仍能提供10Gb/s的傳輸速率[4]。為了因應未來越來越多的智慧聯網裝置與高傳輸資料的要求，加上現行通訊服務可用頻譜越來越少問題，極高頻波(Extremely High Frequency)，特別是毫米波(Millimeter wave) 是指波長由 1 mm 到 10 mm 的電磁波，無線裝置下載與上傳資料的同時，連接這些裝置的無線通訊基礎設施也必須隨之演進，才能滿足資料量大幅增加的需求。相較於 6 GHz 以下的頻譜，毫米波 (Millimeter Wave) 的頻譜相對的充裕。 除了利用相比起來分散的高頻頻譜，加上小型基地台布放(small cell deployment)有機會可以提升10倍至100倍的系統容量。現行的接取網路大多是分離式接取網路(Distributed Radio Access Network, D-RAN)，此種接取網路中的基地台(Base Station)包含基頻處理單元(Baseband Unit, BBU)與遠端接取單元(Remote Access Unit, RAU) ，導致基地台的的系統硬體成本較高，主要提供大範圍Macro cell的服務，但會造成在服務邊緣通訊品質較差的問題。為了解決覆蓋率不佳的問題，廣布基地台是一個有效的方案，為了以低成本的方式達到這一目的，集中式的接取網路(Centralized Radio Access Unit, Centralized-RAN)是很多團隊的研究方向[5]。這種集中式的網路概念是將各個Base Station中建置成本較高的BBU分離出來並集中在一起，根據BBU的輸入輸出處理方式可以組成 BBU hotel、BBU pool或是BBU cloud。其中BBU hotel為一對一的運作模式，BBU分別處理個別連接的RAU;BBU pool為多對多的運作模式BBU間交互處理所連接的RAU服務;BBU cloud也是多對多的處理模式，相較於BBU pool再加入雲端的處理功能。將運算單元集中在一起後RAU只需要放置無線接取單元(放大器、天線等等)所以RAU的硬體成本得以降低。這種利用降低RAU成本進而廣泛布建基地台的概念為small cell architecture，傳統適用於Macro cell的大型基地台，與應用於small cell的小型基地台相比之下有硬體成本過高導致不易稠密布放的缺點，小型基地台布放架構可以加強基地台邊緣或是室內訊號表現進而提高用戶的使用品質，可擴展訊號覆蓋範圍和提升整體網路容量，達到5G網路高資料量的要求。 引用自[6]，small cell行動網路的概念如圖1-2所示，圖中演示了集中式接取網路、頻譜聚合(spectral aggregation,SA)與細胞稠密化(cell densification)的概念架構。各種訊號服務，如4G LTE、WLAN Hotspot或是未來5G訊號，在中央機房網路產生並在BBU進行SA的動作視需求將各種頻帶做緊密地排列，可以節省頻譜的浪費以提高頻譜效益。下一步透過分波多工(Wavelength Division Multiplexing, WDM)的技術由光纖傳送出去，最後透過解分波多工將每種不同的訊號服務以光纖發送至緊密分布的small cells，同時也提供Macro cell所需的服務，最後透過無線將訊號傳送到使用者的裝置中。 1.2 研究動機與目的 如1.1節中所述的三種行動網路中的設置:集中式網路、頻譜聚合、服務區緊密化能夠提高未來5G行動網路的容量使頻譜使用效率。在訊號調變方式的挑選上，正交分頻多工系統(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)是一個提供高頻譜效益的訊號模式，OFDM的概念在1966年即提出[7]，其主要概念是載波之間可以部份重疊且子載波之間互相正交，這樣的方式可以避免Inter-Carrier-Interference(ICI)，而且相較於傳統的Frequency Division Multiplexing(FDM)有更高的頻譜效益。因為在FDM中為了避免相鄰子載波互相干擾會在中間放一小段空的頻帶(guard band)，而OFDM的多個子載波在頻域上是互相正交的關係，所以子載波可以緊密排列，可以省去FDM中避免相鄰頻率互相干擾的保留頻寬。OFDM已被廣泛使用於有線與無線通訊系統，如圖1-3為FDM與OFDM的頻譜使用圖，可以看出OFDM訊號中的子載波和FDM相比可以靠的更近，在頻譜上的使用可以更為緊湊且不互相干擾。 為了進一步提高頻譜效益與整體訊號容量，偏振態多工是一個很好的頻譜效益優化方案。在同一頻率位置載上兩份不同的訊號並以正交的偏振態區分，可以直接使頻譜效益擴充一倍。但是偏振太多工的解調上面的複雜度較高，因為在通訊通道傳輸中光的偏振方向會有變動的情形產生。所以在PDM訊號的解調上面許多研究通常都會使用到偏振態追蹤(polarization tracking)的技術例如回授修正[9][10]和多進多出(Multiple-Input-Multiple-Output, MIMO)響應估計程序[11][12]。但是追蹤並修正勢必增加接收端的系統複雜度，與small cell、小規模式基地台的概念是相抵觸的。本論文的目是以光纖通訊系統整合無線通訊，利用光纖通訊的訊號高乘載量，加上正交分頻多工結合偏振態多工以及頻譜聚合的想法達到5G行動通訊高頻譜效益的要求，並且過簡單的方式降低解調PDM訊號的複雜度進而降低建置成本，以此系統提供未來5G行動通訊中的眾多小細胞架構服務。 1.3 論文架構 本論文提出一個能夠提供未來5G小細胞服務區各種通訊服務的光纖-無線整合架構。在第一章簡述未來行動網路的需求與設計趨勢，由此延伸出本論文PDM-OFDM的系統架構設計動機與欲達成的需求，第二章中介紹簡介光學OFDM系統的發射與接收、OFDM數位訊號的產生與調變成光學OFDM所需的相關技術，第三章中介紹偏振態與偏振態多工，並以實驗室先前的研究成果，以光學濾波器來幫助解調直接偵測的正交分頻多工系統，來完成偏振態的解多工第四章將呈現PDM-OFDM的實驗方法與架構與相關實驗結果，第五章為結論。 實驗使用元件原理與訊號結構介紹 2.1數位OFDM訊號的產生與接收 OFDM是一種多載波傳輸系統，是子載波間互相正交的FDM。將高速串列訊號分流到數個平行的子通道，各個低速的子通道使用不同的頻率且彼此正交，再將訊息放在這些子載波上同時傳輸。數位OFDM的產生如圖2-1所示，傳送端將高速的訊號經過串列轉並列(Serial to parallel, S/P)變成N個低速平行的訊號，這些低速訊號分別載在不同的子載波上，再視需求分別對映成如QAM(Quadrature amplitude modulation)或PSK(Phase shift keying)等不同的複數調變信號。利用IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)將N個頻域(Frequency domain)訊號轉為時域(Time domain)訊號，接著加上一段部分複製的循環字首(Cyclic prefix, CP)，以用來抵抗光纖傳輸時的色散現象，使各個子載波保持正交性，再以並列轉串列(Parallel to serial, P/S)將N個平行信號串成序列。最後使用高速數位類比轉換器(Digital to analog converter, DAC)將訊號轉換成類比訊號以傳送。接收端則為傳送端相反的機制，但在解調變之前須視所需加上等化器(equalizer)，而常用的等化器有zero-forcing與MMSE等化器。透過加入training symbols來測量通道響應，再推測出未受通道影響的原始訊號。   2.2電-光轉換器:馬赫詹德調變器 Mach-Zehnder modulator (MZM)的工作原理為兩道不同相位的光波互相干涉[13]。在MZM的架構中基本上是由兩個光耦合器(optical coupler)以及一個至兩個電光效應(Electro-optic effect)晶體所組成[14]。當外加電壓或電場於晶體時，晶體的折射率會改變，此現象稱為電光效應(Electro-optic effect)，由(2-1)呈現，n為未加電場於電光晶體的折射率，E為施加於晶體的電場。 n(E)=n-1/2 τn^3 E-1/2 sn^3 E^3+⋯ (2 1) 常用於MZM的晶體材料為鈮酸鋰晶體(LiNbO3)。由於此晶體為非中心對稱的材料，於是施加電場於LiNbO3時折射率的變化與外加電場呈線性且正比，此現象又稱為普克爾斯效應(Pockels effect)，而折射率與電場的關係式可簡化為(2-2)式，τ為Pockels coefficient。 n(E)≈n-1/2 τn^3 E (2 2) 由於LiNbO3的特性，由Pockels effect可知改變晶體折射率會使得光波的行進方向發生變化。假設LiNbO3的長度為L，當光行走完直線距離L後，其相位產生偏移(Phase shift)，如(2 3)。λ_0:光在真空中的波長，∅_0:不外加電場時的相位偏移，V:外加電壓，d:LiNbO3厚度。 ∅ =n(E)k_0 L (2 3) =n(E)2π/λ_0 L =∅_0-π (τn^3 EL)/λ_0 , ∅_0=2πn/λ_0 L =∅_0-π V/V_π , V_π=d/L λ_0/(τn^3 ) V_π稱為半波電壓(half-wave voltage)，是獲得最大輸出振幅的最小電壓，此電壓由材料的物理特性(τ,n)，入射光的波長，及晶體的長度和厚度而定。半波電壓的物理意義為當施加V_π電壓於晶體使得入射光的相位發生π偏移。MZM藉由Pockels effect使得兩路光波的相位發生變化後再互相耦合產生干涉，若兩光波的相位差為π的偶數倍則產生建設性干涉，奇數倍則產生破壞性干涉。 圖2-2為MZM光波導架構圖。入射光電場為Ein，假設耦合器(coupler)的分光比為各50%，a、b前後端的電場強度分光比(Power splitting ratio)為1/√2。施加上下兩晶體的電壓為V1、V2，經Pockels effect上下兩路的相位變化為∅1、∅2，而電場分別為Eup、Edown。 E_up =1/√2 E_in×e^(j∅_1 ) , ∅_1=π V_1/V_π (2 4) =1/√2 E_in×e^(jπ V_1/V_π ) E_down =1/√2 E_in×e^(j∅_2 ) , ∅_2=π V_2/V_π (2 5) =1/√2 E_in×e^(jπ V_2/V_π ) 上下兩路光在經過各50%的coupler合為一路: E_out = 1/√2 E_up+1/√2 E_down (2 6) = 1/√2 1/√2 E_in×e^(j∅_1 )+1/√2 1/√2 E_in×e^(j∅_2 ) = 1/2 E_in (e^(j∅_1 )+e^(j∅_2 )) = 1/2 E_in (cos∅_1+cos∅_2+j(sin∅_1+sin∅_2) = 1/2 E_in (2cos⁡((∅_1+∅_2)/2)cos((∅_1-∅_2)/2)+2j(sin((∅_1+∅_2)/2)cos((∅_1-∅_2)/2)) = E_in cos⁡((∅_1-∅_2)/2)×e^(j (∅_1+∅_2)/2) =〖 E〗_in cos⁡(π (V_1-V_2)/(2V_π ))×e^(jπ (V_1+V_2)/(2V_π )) 經過計算可以得到輸出光強度I_out: I_out =|E_out |^2 (2 7) =E_out×〖E_out〗^* =〖E_in〗^2 〖cos〗^2 (π (V_1-V_2)/(2V_π ))×e^(jπ (V_1+V_2)/(2V_π ))×e^(-jπ (V_1+V_2)/(2V_π )) =I_in 〖cos〗^2 (π (V_1-V_2)/(2V_π )) 在光強調變(Intensity modulation)下，I_out為〖cos〗^2 (x)的函數，其轉換曲線如圖2-3所示。 施加於MZM的電壓V(t)由V_bias和V_RF (t)所組成: V(t) = V_bias+V_RF (t) (2 8) V_bias為直流電訊號也可以稱為工作電壓，藉由調整V_bias可以調控光學載波(Optical carrier)的強度，V_RF (t)為訊號的電壓大小，而V_1-V_2為射頻訊號V_RF (t)的波峰到波谷的大小以V_pp代表之。由MZM的轉換曲線(圖2-3)可知電光轉換為非線性(Nonlinear)轉換，為了使電訊號線性地轉換成光訊號，我們將會調整V_bias在轉換曲線最線性的地方，這個點我們稱為Quadrature point，是小於最大輸出光強度(I_out)3dB的電壓位置。實際上在使用時，在將訊號送進MZM前會先以power meter量測Quadrature point的位置，也就是線性度最佳的位置，在將訊號經過傳輸後，在示波器也要再次確認訊是否有非線性失真。 2.3 光學OFDM系統的接收機制 光的接收是以光電二極體作為接收光學訊號的光電轉換器，而功率型的光接收器原理是平方律接收(square law detection)，經過互相拍頻(beating)來取得乘載的訊號，所以需要一個將訊號帶回基頻的光載波。接收方式可以分為同調接收[15]與直接接收[16]兩種，區分方式是以光載波有沒有一起傳送來區別，直接接收的接收端會收到來自傳送端的光載波，而同調接收的光載波並不會跟著一起傳送，所以接收端必須要有一個產生光載波的雷射來做光學降頻。 同調檢測的架構如圖2-4，該架構中，光載波沒有與訊號一起傳送，因此須在接收端加置一個Laser如圖中的LD2，這會增加接收端的設備成本，而且因為傳送端的LD1與接收端的LD2產生的光載波相位上不太可能完全相同，因此載波與訊號beating後會產生相位雜訊。同調接收的好處是因為光載波沒有跟著傳送所以可以減少使用的功率跟頻譜，給予系統其他部分的功率與頻譜設置可以較為彈性但是在同調的接收端使用一個由兩個光接收器(Photo Detector, PD)組成的balance receiver，架構明顯比直接偵測複雜。由於行動網路中希望將複雜的部份集中於BBU pool降低地方基地台與使用者複雜度減少建置成本，故本論文使用直接偵測的方式作為光學OFDM的接收端。 光學直接偵測(direct-detection) 的基本架構如圖2-5所示。將OFDM訊號透過DAC輸出後，經過電光調變器轉為光訊號如圖 2-3(a)，由於實數訊號都是由兩個互為共軛對(complex conjugate)部分組成，這樣的訊號我們稱為雙邊帶訊號(double side band signal, DSB)，由於DSB訊號會在傳送時佔據一部分的功率，以及在經過PD以square-law detection接收後，有可能會產生RF fading的問題，而在DSP解調訊號計算誤碼率(Bit Error Rate, BER)時只需要一份訊號進行比對就可以了，因此以帶通濾波器(Band-pass filter, BPF)濾除一邊的OFDM訊號，成為Single side band的訊號後與光載波一起傳輸，呈現於圖 2-3(b)。在接收端，只需使用一個光接收器便可將光訊號轉換成電訊號進行解調。 但是直接偵測的OFDM系統也有一個必須面對的問題。上面有提過PD接收訊號經過光載波與訊號的beating可以將訊號從光訊號轉回baseband OFDM訊號，而不同頻率成分的訊號間彼此也會beating而產生許多我們不需要的項，稱為訊號拍頻干擾(Signal to Signal beating Interference, SSBI)。 經過直接偵測接收端的電場成分如下: E=S+C+n (2-9) S、C、n分別為訊號、光載波還有雜訊的電場。雜訊的主要成分是放大自發性輻射雜訊(Amplified-Spontaneous Emission noise, ASE noise)，ASE noise產生於光放大器中，在pump電流增大產生居量反轉(population inversion)時自發性輻射(spontaneous emission)也會跟著產生，這些與訊號非同調且相位隨機的光子能量也會跟著放大而成為雜訊。因為自發性輻射的光子和訊號光子非同調且有隨機的相位，一般可視為寬頻的加成性白高斯雜訊( Additive white Gaussian noise, AWGN)，因為產生方式不同是為非同調光，不會與其他光干涉僅是光功率上加成。光訊號經過Photo Detector square-law detection.後如下: |E|^2 =(S+C+n)∙〖(S+C+n)〗^* =S∙S^*+C∙C^*+n∙n^*+2Re{S∙C}+2Re{S∙n}+2Re{C∙n} (2-10) 圖2-6中顯示2-10式中的各種拍頻項: (a) 2Re{S∙C}: 光載波與訊號拍頻 這項為我們想要的訊號，頻寬為BWsig。 (b) S∙S^*: 訊號與自身拍頻 此項即為SSBI，會佔據從dc到BWsig的頻寬，跟所要的訊號處在的頻率位置是相同的所以會一定幅度的降低訊雜比(signal to noise ratio, SNR)，需要留一段BWgap來分開訊號與SSBI。 (c) 2Re{C∙n}: 光載波與ASE雜訊拍頻 載波與雜訊的拍頻會與OFDM訊號重疊，稱之為真實雜訊(real beat noise)。而在lower side band的ASE雜訊經PD接收後會與電訊號子載波在頻譜上有重疊的地方，這稱之為虛數雜訊(image beat noise)。若BWNL < BWgap則OFDM訊 號可避開image beat noise的干擾，因此預留BWgap可同時避免SSBI和image beat noise影響OFDM訊號的品質。 (d) 2Re{S∙n}: ASE雜訊與訊號拍頻 經過PD接收後訊號與ASE雜訊互相beating的結果如圖2-6(d)，將各種頻率差的成分疊起來可以發現與訊號重疊的部分功率較小，功率較大部分幾乎都在BWgap範圍內，故這一項的影響較小可以忽略不計。 (e) n∙n^*: ASE雜訊與自身拍頻 雜訊與雜訊的拍頻落在頻率由dc的位置線性向高頻方向遞減，此項的功率小可忽略。 (f) C∙C^*: 光載波與自身拍頻 這項為DC項，可用DC block濾除。 如上所分析，為了順利取出我們所要的(a)拍頻項，所有拍頻項若是頻率位置與(a)有重疊，都必須避開，透過預留一個BWgap來預防(b)(c)(d)項的影響，剩餘位在DC的拍頻項可用DC block去除以節省功率，而(f)功率較小可以忽略。   實驗理論與想法 3.1光的偏振態 光是一種電磁波，電磁波是由電場與磁場組成的橫波，電場與磁場的變動方向與波前進方向垂直。經過不同的元件或是不同的介質可能會改變電場的變動方向，可以用偏振態來描述當下的電場變動行為，而由電場的變動模式可以分為線偏振、圓偏振與橢圓偏振。 E(z,t)=Re{Aexp[jw(t-z/c)]} , A=A_x x ̂+A_y y ̂ (3-1) 式3-1為平面波電場的表示式，w為角頻率，z為表示位置，c為光速，A是複數振福，可以由A來表示平面波的偏振狀態。為了方便公式化三種偏振態的表示式，A_x=a_x exp⁡(j∅_x)、A_y=a_y exp⁡(j∅_y) 代入式3-1可得: E(z,t)=E_x x ̂+E_y y ̂=a_x cos⁡[w(t-z/c)+∅_x ] x ̂+a_y cos⁡[w(t-z/c)+∅_y ] y ̂ (3-2) 若|∅_x-∅_y| = 0或 π，則為線偏振，再視a_x 、a_y的成分決定偏振角度。 若|∅_x-∅_y| = ±π/2，a_x=a_y，則為圓偏振，電場大小保持不變。 若a_x≠a_y，|∅_x-∅_y| ≠π/2的整數倍，則為橢圓偏振。 3.2 偏振態多工 偏振態多工的技術是為了在有限的頻譜上增加乘載的訊號量而提出的想法[18]，將不同的兩份訊號放在正交的偏振態上並乘載在相同的頻段上面傳送，由式3-1可知，偏振態互相正交的訊號因為內積為0所以不會交互影響。因此 60在相同的頻段下以正交偏振態傳送兩組訊號可以使訊息傳輸量倍增提高系統的效益。雖然有倍增資料量的好處，但是因為光的偏振態容易受到環境影響，例如光纖受到擠壓位移、震動或是環境溫度等等因素導致光在光纖中傳送時偏振態產生變化導致偏振角度發生變化。基於以上原因，諸多研究提出在PDM的解多工方法上大略可以分成兩類做法:偏振態追蹤與多進多出(Mutiple Input Multiple Output, MIMO) 訊號處理(Digital Signal Processing, DSP)。圖3-3為一結合分波多工的PDM系統，如虛線方塊中所示在偏振態多工與解多工皆須使用分光器(Polarization Beam Splitter, PBS)將兩個偏振態結合與分離。 透過將輸入光對準PBS的光軸可以實現偏振態的多工與解多工，在傳送端可以事先調教光的偏振態，在接收端卻則需透過追蹤偏振態來控制進入PBS的光偏振方向[19]，如果沒有對準PBS的光軸，輸出光便無法完美地分成兩個偏振方向導致訊號交叉干擾(crosstalk)造成解調的訊號品質不佳。由於在無線通訊的領域中多元且高階的數位訊號處理以相當的成熟，故不少PDM研究者將之利用於解偏振多工。 利用MIMO DSP解多工是將輸入與輸出兩路正交偏振態訊號當成一種多進多出的系統進行分析，透過通道的瓊斯矩陣(Jone’s Matrix)，對不同的偏振角度進行整理分析可以求出經過光纖後偏振態的變動幅度與對應的通道響應矩陣。在接收端放置同樣放置一個PBS將兩正交的光訊號分開，以PD做光電轉換之後，由於偏振態接並未調教所以收到的電訊號除了原本偏振態的訊號與還包含有另一正交偏振態訊號的拍頻成分。MIMO DSP解多工透過在傳送的訊號中放置一特定長度的測試訊號(training sequence)當作2對2的MIMO 的情況來獲得系統通道響應，再藉由已知的通道響應推測出原始的傳送訊號。由系統方程式[■(T_x@T_y )]=[■(H_xx&H_xy@H_yx&H_yy )].[■(R_x@R_y )]表示，R_x，R_y為接收訊號，T_x，T_y解調後的真實信號，計算出通道響應H矩陣對收到的訊號乘上H^(-1)就可以去除通道響應的影響[12]。圖3-4為MIMO processing與描述通道偏振態變化Jone’s Matrix的簡易方塊圖。 使用MIMO DSP來解調偏振多工是一個省去偏振追蹤的方法，但是為了實現MIMO DSP接收端RAU需有相應的訊號處理設備，這與未來的行動網路設計相牴觸，盡量降低接收端的硬體複雜度才符合廣布小型基地台的概念。此外在傳送的訊號中加上training symbols會佔用一部分的訊號造成頻譜效益降低，在計算通道響應並修正時會增加系統的時間延遲，而低時間延遲也是第五代行動通訊的目標之一。這些解多工的技術使接收端的架構複雜化，必須不斷追蹤訊號的偏振狀況或者需加入相對複雜的數位訊號處理。因此本論文提出，以簡單的架構能同時解決光學直接接收系統中SSBI的問題和不需經過偏振態追蹤及高階DSP來進行偏振態的解多工。 引用實驗室先前的研究成果[20]，運用單邊頻帶(Single side band, SSB)光學濾波器解調多頻帶直接檢測光學正交分頻多工(DDO-OFDM) 的系統，並且每一個訊號頻帶可避免SSBI 的干擾。概念如圖3-5，由於功率型PD的平方律接收(square-law-detection)，如前面章節所述在多頻帶訊號直接接收時會產生訊號拍頻項即SSBI，其所占的頻寬視頻帶的多寡而定。現在假設U2為我們欲取得的訊號，使用單邊帶光學濾波器將U2頻率位置以外的成份在進入光接受器前先行濾除，如此經過PD接收後SSBI所在的頻帶只會從DC到兩倍頻帶的地方，欲取得的U2訊號就不會被SSBI所影響。 基於運用單邊頻帶光學濾波器解調多頻帶直接檢測光學正交分頻多工系統的概念，本論文提出運用此光學濾波器解調PDM訊號上的多個頻帶，可以有效降低RAU的建置成本並提供廣布的多個小型基地台各種訊號服務。 3.3 以光學濾波器實現解偏振多工 如圖3-6和式3-3為PDM頻譜設置與經過PD的訊號表示式，以C代表光載波S代表訊號的複數型式並以下標表示偏振態，經過接收後得到的拍頻項中2Re{C_x∙〖S_y〗^* }+2Re{C_y∙〖S_x〗^* }是我們想要的項，由這兩個數學式我們發現如果可以在接收時讓光載波的能量(C_x 或S_x )變得很小，當C_x 夠小，2Re{C_x∙〖S_y〗^* }跟另一項相比便小的多，便可以取出y方向偏振的訊號，同理可知當C_y夠小時可以取出x方向偏振的訊號。 〖|〖(C〗_X+S_x )+〖(C〗_y+S_y)|〗^2 =[(C_x+S_x )+(C_y+S_y )] [(C_x+S_x )+(C_y+S_y )]^* (3-3) =〖C_x∙C_x〗^*+〖C_y∙C_y〗^*+〖S_x∙S_x〗^*+〖S_y∙S_y〗^*+2Re{C_x∙〖S_x〗^* }+2Re{C_x∙〖S_y〗^* } +2Re{C_y∙〖S_x〗^* }+2Re{C_y∙〖S_y〗^* }+2Re{C_X∙〖C_y〗^* }+2Re{S_X∙〖S_y〗^* } 而光學濾波器正好符合降低功率這一需求，為了濾除一邊的載波並留下另一邊的載波，將光載波的位置向右移，便可用光學濾波器濾除其中一個載波，如圖3-7所示。圖3-7中黃色虛線為光學濾波器的頻率響應，透過調整將光學濾波濾波器的高響應區放置在想要的位置，調整在可以濾掉大部分載波並且不影響到訊號的地方。由2.3節所述，為了避免光學直接接收產生的SSBI影響到訊號品質，必須留一段BWgap，有了這段保護頻寬正好可以讓濾波器的使用更加方便，在達成濾除載波的目標下同時保留好的訊號品質。   實驗架構設置與結果 4.1 光纖整合無線網路 毫米波光纖無線系統具有能夠利用大量未使用頻譜的優勢，配合光纖的大頻寬，這種混合架構可以提供高速率的資料傳輸並且縮短訊號傳送的時間延遲。圖4-1(a)為光纖整合無線通訊(Fiber-Wireless network))的概念圖，概念基礎設施包括多個以光纖連接到眾多天線(Base station)的中央機房(Central Office)，由這些CO來組成中央核心網路。一般來說有三種方式可以透過光纖傳輸毫米波無線訊號，以在光纖中訊號的頻率位置，分成微波光纖傳輸(Radio over fiber, RFoF)、中頻光纖傳輸(Intermediate over fiber, IFoF)、基頻光纖傳輸(baseband over fiber, BBoF)，以何種方式來傳送毫米波訊號也限定了中央機房和地方基地台的硬體設置。 如第一章所述，下一個世代行動網路的基地台設置會偏向放置多個小型基地台即small cell的架構，低建置成本的基地台會成為主流。如圖4-1(b)中所示，RFoF在接收端的設置最為簡單，基地台完全不需要做頻率轉換可以直接傳輸無線訊號，實現了集中式接取網路與微型基地台的概念。但是高頻的傳輸端與高頻的接收器的技術與建置成本過高，而且高頻訊號在光纖中的模態色散(Chromatic Dispersion)也必須考慮[22][23][24]，這些困難點使得RFoF難以實現。功能齊全與簡單化的基地台是一個需要克服的難題，為了克服以上RFoF的缺點，IFoF遂被提出。在中央機房將訊號升頻至較射頻(RF)低頻率的中頻(IF)頻率，如此能夠保留基地台低成本的優點，也能降低在光纖中傳輸的模態色散，同時傳送端與接收端的要求也降低，可以使用較低速的訊號產生器與光接收器，因為以上原因IFoF架構是下個世代行動網路的良好架構與方法之一。 光纖-無線整合的訊號產生至接收的程序如下:從核心網路(Core Network)產生使用者需要的訊號服務例如LTE、WiFi或是各種行動裝置所需的訊號等，經過光纖傳輸至運算單元集合(Baseband unit cluster, BBU cluster)先做調整至中頻帶所在頻率、濾波等等的訊號處理，這即是C-RAN的概念，比起傳統Distributed-RAN可以節省RAU的設置成本，達到廣布小型基地台的需求。各種頻帶的訊號送至RAU中的地方基地台(Remote Radio Head, RRH)之後再以無線的方式傳送給使用者裝置，最後經過使用者端的等化與錯誤修正碼(error correction code)訊號處理後優化取得的訊號服務。 4.2 兩正交偏振態crosstalk的測量 兩正交光在光纖中傳遞時，它們彼此的正交性會產生部分的變動[25]，因此兩正交訊號的交叉干擾(crosstalk)會導致偏振態追蹤系統無法準確使兩偏振態訊號分離，影響其訊號品質。圖 4-2為測量兩正交偏振態互相干擾的測量架構圖。 圖 4-2(a)為傳送端的訊號示意圖，兩正交的光載波頻率間隔為16 GHz，其中一邊的偏振態只載上光載波，不載上OFDM訊號。在傳送端中產生圖 4-2的訊號，經25km-SMF傳送，在接收端由光耦合器(coupler)將接收到的光訊號分上下兩路，上路由PD接收將光訊號轉換成電訊號然後傳至real-time scope (RTS)儲存資料，並顯示電頻譜圖，表示於圖 4-3(b,c)；下路則藉由調整偏振態控制器，分別將輸入的兩正交光訊號對齊於光譜儀(Optical Spectrum Analyzer, OSA APEXAP2050A)中的PBS晶體的光軸，接著將這兩偏振光的光譜分別呈現於螢幕上並疊在一起。紅色為訊號的光頻譜圖，藍色為漏至另一個偏振態的成分，如圖 4-3所示。由光頻譜圖可以看出，兩正交訊號的功率在未傳光纖時大約差40dB，經過25km-SMF之後差距大約為35dB。這樣的差異程度表示兩正交訊號之間的交互影響可以忽略。從對應的電頻譜看出X 偏振接收到來自Y偏振的成分並不多，從光頻譜與電頻譜的結果可得知，兩正交光經25km光纖傳輸後，正交性的破壞程度並不大。此外，在25km的傳輸距離下，偏振模態色散(Polarization Mode Dispersion, PMD)的程度也較不顯著，PMD在長距離傳輸(long haul)下會較為顯著並限制整體的資料傳輸率。由crosstalk測量結果可以得知我們可以使用簡單的光學濾波器設計，同時解調偏振態多工及多頻帶的訊號。 接下來的4.3節中講述實驗架構與結果數據。本論文為了檢視訊號表現的位元錯誤率(Bit Error rate, BER)計算方法如下:假設通道的雜訊為可加乘性高斯白雜訊(Additive Gaussian White Noise, AWGN)且訊號流中沒有電邏輯上的錯誤。計算接收訊號與原訊號的錯誤向量值(Error Vector Magnitude, EVM): EVM_RMS=(1/N ∑_(n=1)^N▒〖|S_exp-S_ideal |〗^2 )/(1/N ∑_(n=1)^N▒〖|S_ideal |〗^2 ) ≈[√(1/SNR) ]=√(N_0/E_s ) S_exp為接收到的資料點向量，S_ideal為原始資料的向量，N_0/2是雜訊的功率頻譜密度大小，E_s為符元(symbol)的功率大小。得到EVM後經過統計的方式得出BER的計算公式[26]: BER ≈ 2(1-1/L)/log_2⁡L efrc(√((〖3log〗_2⁡L/(L^2-1))(2/(〖〖EVM〗_RMS〗^2 log_2⁡M ))) 以L代表調變級別(modulation level)、M為2^L即使用的QAM數(QAM size)。 定義功率敏感度(power sensitivity)為在BER = 〖10〗^(-3) 時的接收功率來檢視訊號的表現結果。 4.3 偏振態多工正交分頻多工系統的小細胞光纖無線整合架構 4.3.1 將使用者訊號分散在10個子頻帶上傳輸: A. 實驗架購與步驟: 架構如圖4-4，實驗步驟如下 在MATLAB產生兩組獨立的訊號分別以OFDMx和OFDMy表示，兩組訊號都各有五個OFDM頻帶，每個頻帶頻寬皆為0.5GHz。因為Laser1與Laser2相距12.5GHz，為了做成偏振態多工的訊號，將各頻帶中心頻率依序升頻到5.04, 5.645, 6.25, 6.855, 7.46GHz，頻譜設計顯示於圖4-3。載有資料的子載波有25個，每個OFDM Frame中有50個symbols，其中前5個符元為接收端等化器測量通道響應矩陣的測試符元，每一個符元傳送的時間為2.72us，OFDM相關參數顯示於表格1。FFT/IFFT size為1024，AWG的取樣率為20GS/s等。為了防止經過通道產生的色散(dispersion)導致訊號的失真，因此在IFFT之後，加入了1/16 的循環字首(Cylic Prefix, CP)來抵抗色散。 將產生好的OFDM電訊號送進任意波形產生器(Arbitrary Waveform Generator, AWG)將OFDM數位訊號轉成類比訊號，由於從AWG產生的電訊號最大振幅為500 mV，在AWG output port放置一個電放大器放大電壓10倍至5 V，尚在我們使用的光調變器Mach-Zehnder Modulator (MZM)的線性轉換區間，不會使訊號失真。由於 MZM是偏振態敏感的元件對於輸入光的偏振態有要求，因此需使用一個偏振態控制器(polarization controller, PC)將載波的偏振方向對齊於MZM的光軸，正確的輸入偏振態才能得到最好的功率表現。 調整好光載波的偏振態後兩路OFDM訊號各自輸入對應的MZMx , MZMy做電光轉換，將OFDM電訊號調變在波長分別為1549.954和1550.054nm的光載波上，轉換為兩路光學OFDM訊號。之後調整兩路光的偏振態，透過偏振光合併器(Polarization Beam Combiner, PBC)得到一路載有兩互相正交偏振態的光學OFDM訊號，訊號的頻譜設計如圖4-5。為了方便說明，將中心頻率最低的頻帶編號為1號，中心頻最高的編號為5號。在載波跟編號一的頻帶之間留有約4.75 GHz的保護頻帶避免Signal-to-Signal Beating Interference(SSBI)影響到訊號並留給光學濾波器一個使用空間。為了將雙邊帶訊號(Double-side band)做成單邊帶訊號(Single-Side band)以增加系統後端的功率使用效率，在PBC之後使用12.5/25的optical interleaver(IL)作為光濾波器濾除不需要的sideband，IL的頻率響應如圖4-6，訊號光譜圖如圖4-7所示。IL的使用除了增加系統的使用效率，對於頻譜的使用也更為緊湊，而更緊湊的頻譜使用效率亦是未來行動網路的要求之一。 PDM訊號產生完成後送進25-km single mode fiber (SMF)，透過3.3節提出的光學濾波器，分別濾除Y方向偏振的載波跟X偏振方向的載波來取得需要的訊號。接下來使用光衰減器調整不同的接收功率，模擬在不同數量的使用者或是不同接收距離下的功率表現。在光衰減器之後加上一個Erbium Doped Fiber Amplifier (EDFA)用來控制入photo detector (PD)的光功率維持固定，確保PD不影響訊號品質。訊號經過PD轉換回電訊號後以Agilent DSOX92504AReal time Scope (RTS)接收，取樣率為80 GS/s，頻寬為25 GHz，最後用MATLAB做等化與計算BER等訊號處理。 B. 實驗結果與討論 圖4-8、4-9中以空心的點代表在每個頻帶使用16 QAM的調變格式，實心的點代表使用64 QAM，以藍色跟紅色來區別兩個偏振態。從結果可以看到在同樣的調變格式下兩個偏振態的訊號表現很接近。在BTB情況下使用16 QAM的power sensitivity是-22.5 dBm而在同樣情況下經過25 km-SMF則是-23.5 dBm; 在BTB情況下使用64 QAM的power sensitivity是-18dBm而在同樣情況下經過25 km-SMF也是-18 dBm，比較BTB語經過25 km光纖兩種狀況，使用16 QAM與使用64 QAM的power sensitivity大約差5 dB。以上的結果符合我們的預期，經過25 km-SMF的傳輸下仍能維持差不多的訊號表現。 (i) Back-to-Back (ii) 25km-SMF 4.3.2 將使用者的訊號分散在16個子頻帶上傳輸 A. 實驗架構與步驟 架構如圖4-10，實驗步驟如下: 兩組獨立的8頻帶正交分頻多工訊號由offline MATLAB產生。兩個雷射Laser 1與Laser 2相距16 GHz，為了達到PDM的效果，將八個頻帶一起升頻至中頻頻率(intermediate frequency, IF) 8 GHz，各個band中心頻率分別在5.99, 6.57, 7.14, 7.71, 8.29, 8.86, 9.43 和 10 GHz，系統的頻譜設計如圖4-11。每個頻帶的頻寬為0.5 GHz，一個頻帶傳送50個OFDM symbol，其中5個做為等化器用的測試符元，載有資料的子載波有19個，詳細的OFDM參數、資料傳輸率列於表格3。，圖中以深藍色與紅色區別兩個偏振態。為了避免SSBI干擾到OFDM訊號，以及使光學濾波器的使用上更準確，在產生OFDM訊號時預留頻帶間隔為6 GHz的頻寬，相鄰的間隔大約為70 MHz。 因為系統設置的儀器與元件的頻率響應不佳所以在調變格式上使用了簡易的Adaptive Modulation，對各個頻帶使用了不同的調變格式以配合整體的頻率響應，在較低頻的1號頻帶功率表現較佳所以使用了較高的QAM Level來提升資料傳輸率，而較高頻的7號8號頻帶因位處MZM和放大器的頻率響應不好的位置因而給予較低的QAM Size，使訊號能夠有好的BER表現。接著由任意波形產生器(Arbitrary waveform generator, Tektronix AWG70002A)以25 GS/s的取樣率將OFDM數位訊號轉換成類比訊號。調整後的調變格式列於表格2。 在每一個頻帶有19個data subcarrier，FFT/IFFT size為1024，為了防止經過通道產生的dispersion導致訊號的失真，因此在IFFT之後，加入了1/16 的CP來抵抗色散，由此參數設計使訊號頻寬為0.5 GHz，每個OFDM Frame中有50個symbols。最後由Sampling Rate 為25 GS/s的AWG 將數位的OFDM 訊號輸出。在接收端的部分，PD之後的Agilent_DSOX92504A RTS，Sampling rate為80 GS/s、頻寬為25 GHz。兩個光載波分別為波長1550.055nm及1550.183nm的雷射光，兩光載波相距16 GHz。接著兩載波分別經PC調正輸入光的偏振態，將載波的偏振態對齊於MZM得光軸，以獲得最佳的調變深度。由於從AWG產生的電訊號最大振幅為500 mV，在AWG output port加入電放大器(5865)增加電訊號的功率，5865將功率放大100倍，所以放大電壓10倍至5V尚在我們使用的MZM線性轉換區間，不會使訊號失真，光頻譜圖呈現於圖4-12。 兩道光進入polarization beam combiner (PBC)後成為兩正交光訊號，因為任何實數訊號皆為一對complex conjugate signal組成，經過MZM後的double-side band光譜圖顯示在圖4-5，因為留有另一邊一模一樣的訊號會佔據功率，導致訊號SNR不足或是放大器增益不足，所以在光學訊號調製完成後使用兩個串接的interleaver (規格為12.5/25,25/50)濾除不需要的sidebands，這邊比第一部份實驗多用了一個interleaver，因為增加了band數量導致只用一個無法有效濾除sideband來產生想要的PDM訊號。Interleaver除了能使放大功率得到最佳的分配也能使珍貴的訊號頻譜得到更好的安排與使用，達到未來的五代行動通訊高頻譜效應的需求。光頻譜圖呈現於圖4-13。 光訊號在經過cascade interleaver因為經過兩次濾波所以進入光纖之前需使用EDFA放大訊號功率。經過25 km單模光纖後，進入RRH中的以光學濾波器器來選擇需要的訊號成份，由PD的square law detection的特性我們可以藉由濾掉正交載波來取得想要的訊號。兩個正交偏振態以X和Y來表示，兩個偏振態的訊號經過光學濾波器後的光譜圖如圖4-14。 經過光學濾波器取得想要的偏振態訊號之後，使用一個光學衰減器來模擬不同用戶在不同接收功率下的訊號表現情形。因為photo dector的接收功率有特定的範圍，訊號過小時接收表現會被熱雜訊蓋過去而無法確定是SNR不足或是PD的影響，所以光接收之前需要追加一個EDFA來確保進入PD的功率大小維持一定的值，確保PD有好的接收光功率而不影響訊號品質。光接受之後送進RTS儲存資料最後以MATLAB作offline訊號處理與解調。收下後的電頻譜圖呈現於圖4-15。 B實驗結果與討論 a.單偏振態 圖4-16、圖4-17呈現了單偏振傳輸下X偏振態的訊號表現，圖中以不同顏色的圖例來區別不同的頻帶，如圖4-11的頻帶配置由低頻至高頻編號一號至八號，對於X偏振態而言，在BTB情況下每個頻帶的power sensitivity分布大約在-21 dBm和-15 dBm之間，而在經過25km-SMF之後power sensitivity分布大約在-21 dBm和-16 dBm之內。 (i) 僅傳送X偏振在BTB與25 km-SMF下接收訊號表現: 圖4-18、圖4-19呈現了單偏振傳輸下Y振態的訊號表現，BTB情況下的power sensitivity分布大約在-21 dBm和-15 dBm之間，而在經過25 km光纖之後power sensitivity分布在-22 dBm和-17 dBm之間。 (ii) 僅傳送Y偏振在BTB與25 km-SMF下接收訊號表現: b. PDM解一個偏振態在BTB與經過25 km-SMF的結果比較 圖4-20、圖4-21傳送PDM訊號解X偏振態的結果與接收後的星座圖，其中以不同顏色識別不同的頻帶。在BTB情況下一到七號頻帶的power sensitivity分布在-21和-16.5 dBm之間，經過25 km-SMF下分布在-21和-16 dBm之間，而第八號頻帶的表現不佳的原因可能是X偏振態該頻帶的頻率響應較差導致達不到FEC threshold，也有可能是光學濾波器的使用不佳為了濾除Y載波而破壞到第八號頻帶。 (i) 解X偏振方向的訊號 圖4-22、圖4-23為傳送PDM訊號解X偏振態的結果。對Y偏振態而言BTB情況下的各個頻帶power sensitivity分布在-20和-13 dBm之間，經過25 km-SMF下分布在-19.5和-14.5 dBm之間。對於解出兩種偏振態的訊號而言，傳過25 km-SMF和BTB的情況下相差不到1dB，這表示透過光學濾波器的確能夠不需要偏振態追蹤的技術就能順利得解偏振多工。 (ii) 解Y偏振方向的訊號: C. 比較只傳單一偏振態與PDM訊號(25 km-SMF) 圖4-24、圖4-25為PDM與單偏振的訊號表現比較，可以看出在經過25 km-SMF傳輸後，對X方向偏振而言每一個頻帶的power sensitivity在單偏振與PDM傳輸下只有1dB的差; 對y方向偏振而言每一個頻帶的power sensitivity在單偏振與PDM傳輸大約差2 dB。這樣的結果顯示解偏振多工後的表現與傳單偏振態訊號下的表現差距不大，由此可知以光學濾波器取代DSP的偏振態追蹤技術來解偏振多工是可行的。   D. 每個頻帶的在解兩個偏振態的結果比較(25 km-SMF) 為了看出利用光學濾波器解偏振多工在兩個偏振態上面的表現差異，如圖4-26呈現八個頻帶在X、Y偏振上的表現情況，其中黑色圖例代表解X偏振方向的訊號，紅色表示解Y方向偏振的訊號。為了方便說明，將離光載波最近的頻帶編號為一號，最遠的編號為八號。由各個頻帶在兩個偏振態的表現可以看出，在前五個頻帶傳送功率到-20 dBm仍能達到FEC threshold，第6號至第8號則需要更大的接收功率才能達到，7號跟8號頻帶即便用了較低階的調變型式(8 QAM、4 QAM)仍難以達到FEC threshold，這是由於MZM和5865放大器的頻寬限制導致在較高頻處的頻帶的頻率響應較差，所以相對高頻段的七八號頻帶訊雜比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)會較低而訊號表現不佳。而高頻處的訊號表現也跟濾波器的使用有關，由於光學濾波器的頻率響應為不是理想的陡峭下降，在盡可能的濾除另一個偏振方向的光載波的情況下會影響到在濾波器頻率響應邊緣頻帶的功率而降低SNR。對於每一個頻帶來說，解兩個偏振態的接收功率對BER表現相近，此結果顯示這本論文提出的PDM-OFDM系統能夠在接收端確實的解開兩個偏振態上所乘載的訊號而不會互相干擾。 4.3.3無線通道傳輸單一頻帶的表現測試 (i) 實驗架構與實驗步驟 實驗架構如圖4-27，實驗步驟如下: 延續B部份的實驗架構再加上一對一的無線傳輸。在經過光接受器之後訊號由光轉為電訊號，為了測試PDM-OFDM中的各個頻帶的服務傳送給使用者的狀況，我們使用一個頻寬為6 GHz的低通濾波器將8個bands中的最低頻的一個挑選出來進行無線傳輸。28 GHz是毫米波的一個熱門討論頻段，故我們使用弦波產生器產生20 GHz的弦波再透過混頻器(Frequency Mixer)，將訊號升頻20 GHz，接者以horn antenna將MMW wireless signal傳送出去。傳過距離1m/2m的無線通道後以horn antenna將RF signal接收下來後，一樣透過將訊號降回基頻訊號，最後送進RTS做接收，經過無線通道後接收的電頻譜如圖4-28，為了使波峰清楚顯示於圖上，圖中只描繪出個頻帶的波包(envelope)，圖4-28(a)為經過光電轉換後的電頻譜圖，4-28(b)為經過6 GHz低通濾波器後只剩第一個頻帶經過無線通道後接收的電頻譜圖。 (ii) 實驗結果與討論 以下結果中A部份為X偏振態上的頻帶傳送表現，B部份為Y偏振態上的頻帶傳送表現，結果顯示在圖4-29和圖4-30。比較同一個頻帶在傳送經過25 km-SMF且經過1/2公尺無線通道傳輸的表現，對X偏振態而言訊號的power sensitivity分別是-22和-23 dBm，而只有經光纖傳輸的sensitivity是-21 dBm; 對Y偏振態而言訊號的power sensitivity分別是-21.5和-22.5 dBm，而只有經光纖傳輸的sensitivity是-19.5 dBm。兩偏振態上的單一頻帶經過天線傳輸後與只有經光纖傳輸的訊號表現相比只有不到3 dB的差別。 A. PDM解X偏振一號頻帶，分別傳1公尺與2公尺的無線距離 B. PDM解Y偏振一號頻帶，分別傳1公尺與2公尺的無線距離 結論 為了提供未來5G小細胞行動網路合適的解決方案，本論文提出以偏振態多工結合正交分頻多工的光纖-無線整合架構，利用正交分頻多工的頻譜致密性提高頻譜效益，再搭配偏振態多工進一步擴增資料傳輸量。利用光學濾波器來解偏振太多工，訊號上不需加上額外的training symbols，還可以省去複雜的偏振態追蹤技術。因為光學濾波器為被動元件，訊號接收端的系統設置得以降低，使得廣布小型基地台的理念得以實現。 實驗成果數據中顯示，資料傳輸率在單偏振態傳輸八個頻帶時大約是15 Gbits/s，由於不使用追蹤偏振態的training symbols，透過偏振態多工可以擴充至30 Gbits/s。訊號接收表現上，在5個頻帶的實驗中若每個頻帶使用16 QAM的功率敏感度是-23 dBm，使用64 QAM調變格式時仍能有-17 dBm的功率敏感度，;在八個頻帶的實驗中，傳送PDM訊號分別解調兩個偏振態上面的訊號與傳送單偏振訊號相比只有不到3 dB的差別。比較了兩偏振態各個頻帶在經過解偏振多工的訊號表現，在載上八個頻帶的情況下兩偏振態上的訊號表現趨勢上基本相近。在無線傳輸的結果上，經過濾波各選擇兩偏振態中的一個頻帶升頻至 28 GHz傳輸，在傳輸一米的情況下功率敏感度大約是-22與-21 dBm，兩米的情況下大約是-22與-22.5 dBm，經過無傳輸後的敏感度差在3 dB以內。實驗結果顯示本論文提出的PDM-PFDM光纖-無線整合具有更高的資料傳輸率，使用光學濾波器解偏振多工也降低了RAU的設計成本達成廣布小型基地台的目標，實為5G行動網路一個有力的實行方案。